小于75W反激变换器的设计连载-3（关键设计部分）

我以我们的IC展开设计分析解释：基本的反激变换器原理图如下右图，在必须对输入输出展开电气隔绝的较低功率＜75W～的开关电源应用于场合，反激变换器（FlybackConverter）是最常用的一种流形结构（Topology）。非常简单、可信、低成本、更容易构建是反激变换器引人注目的优点；接下来我将电源的关键部分的设计展开解释！前面早已弄清楚后，我们再行来展开环绕电源MOS的成本及可靠性方面；计算出来变压器的关键参数，搞定FLY的主架构的设计！我的IC工作频率67KHZ（我们的IC有多种频率附加67KHZ／100KHZ／130KHZ等）目前的设计自由选择为各厂家标准化的工作频率67KHZ；使用PWM＋PFM掌控模式，系统有较好的效率；较好的待机功耗等！在设计之前，我再行来恢复客户常问我的一个问题：开关电源为什么经常自由选择67K或者100K左右范围作为电源频率，有的人会说道IC厂家都是生产这样的IC，当然这也有原因。

每个电源的电源频率不会要求什么？对于多年的IC及各厂家的IC应用于研究，我明确提出我的观点：我们应当从这几个方面去思维原因：A．有人说道频率低了EMC不好过，一般来说是这样的，但这不是必定，EMC与频率显然有关系，但不是必定。高频率的IC的EMI我有常常指导客户搞定它！B．再行来想象我们的电源开关频率提升了，必要带给的影响是什么？留意：当然是MOS开关损耗减小，因为单位时间电源次数激增了。如果频率增大了会带给什么？开关损耗是增大了，但是我们的储能器件单周期获取的能量就要激增，不致必须的变压器磁性要更大，储能电感要更大了。

挑选在67K到100K左右就是一个较为适合的经验折衷，电源就是在折衷合理化折衷展开。目前市场上的大多数IC的功能及插槽定义都完全相同；标准化的工作频率及插槽定义为产品的标准化设计带给便捷；提升了设计和同类产品的切换机率！C．假如在类似情形下，输出电压较为较低，开关损耗早已较小了，还介意这点开关损耗吗，那我们就可以提升电源频率，起着增大磁性器件体积的目的。

D．我们用于过PI的电源IC；在未来执着系统成本，其电源频率为132KHZ；可用于小的变压器结构优化电源体积；留意：开关电源的频率的自由选择怎么做都可以，只要能合理用于。能给你的设计带给低的设计可靠性及通用性；减少设计开发成本是最关键的！对于开关电源高频方面的细节可参照文章：《未来高频电源的设计思维！》转入正题FLY－开关电源的设计我们常常不会工作在下图示的状态；DCM与CCM模式；FLY－反激变换器有两种运营模式：电感电流倒数模式（CCM）和电感电流间歇模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具备更佳的电源特性，次级整流二极管零电流变频器，因此不不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。

此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量较少，故DCM模式的变压器尺寸更加小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS减小，这将会增大MOS管的导通损耗，同时不会减少次级输入电容的电流形变。因此，CCM模式经常被引荐用于在高压大电流输入的场合，DCM模式经常被引荐用于在高压－小电流输入的场合。对CCM模式反激变换器而言，输出到输入的电压增益意味着由频率要求。

而DCM模式反激变换器，输出到输入的电压增益是由频率和阻抗条件同时要求的，这使得DCM模式的电路设计显得更加简单。但是，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处（BCM模式）、输出电压低于（Vinmin＿DC）、装载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题显得形式化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式展开设计。我的设计递归计算结果如下：展开参数设计时；几个关键参数参照右图MOS管变频器时，输出电压Vin与次级光线电压nVo联合变换在MOS的DS两端。

仅次于频率Dmax确认后，光线电压Vor（即nVo）、次级整流二极管忍受的仅次于电压VD以及MOS管忍受的仅次于电压Vdsmax，可由下式获得：通过上面公式，由此可知：Dmax给定就越小，Vor就越小，进而MOS管的形变就越小，然而，次级整流管的电压形变却减小。因此，我们应该在确保MOS管的充足裕量的条件下，尽量减小Dmax，来减少次级整流管的电压形变。

Dmax的给定，应该确保Vdsmax不多达MOS管耐压等级的80％；同时，对于峰值电流模式掌控的反激变换器，CCM模式条件下，当频率多达0．5时，不会再次发生次谐波波动。综合考虑到，对于耐压值为650V的MOS管，设计中，Dmax不多达0．5为宜。递归计算出来涉及数据请求参照我的EXCEL计算出来表格！。

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